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技术要求:输入电压vin: 90-253vac
输出电压vo: 27.6 v
输出电流输入:6A
输出功率po: 166w
效率η: 0.85
输入电源引脚:195w
输入滤波器电容计算过程:
的上图显示了整流滤波电容上的电压波形。在最低输入电压下，如果想在滤波电容上获得115伏的电压Vdc，可以从上图获得
电压。Vpk=90*1.414=127V
Vmin = Vdc-(Vpk-Vdc)= 103v
，如果电源模块等效于电阻性负载，则等效于电容在T3时间内对恒定功率负载放电，并且电容电压降低(Vpk-Vmin)V
Idc*T3=C*△V
其中:
△V = Vpk-Vmin = 127-103 = 24V
的关键部分是T3的计算，T3=t1 t2，t1是半波头，时间比较好。对于50Hz交流电，t1 = 5毫秒，然后计算t2。事实上t2也是很好的计算。我们知道交流输入电压的公式是
VX = vpksin θ x，根据已知条件，Vx=103V，Vpk=127V，θx=54度，因此t2=54*10ms/180=3mS，T3 = t1 T2 = 8 ms。
c = 1.7 * 8/24 = 0.57 mF = 570 uf
变压器
的设计过程 变压器的设计分别按离散余弦变换法、连续余弦变换法和QR法计算。二维码实际上是DCM的一种。不同之处在于QR的工作频率随着输入电压和输出功率的变化而变化。
对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法是AP法，但是经过多次的具体设计和根据公司常用的型号组合，一般可以直接选择磁芯，像这种功率级反激，选择PQ3535磁芯磁芯参数如下:AE=190mm2，AL=4300nH，Bmax≥0.32T
1)DCM变压器设计流程:
当的开关频率为80K时，最大占空比为0.48，选择全范围DCM，占空比在最低输入电压Vdc时最大，电路工作在BCM状态。根据伏秒平衡，可以得到下面的公式，
。Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
因此将反射电压计算为Vor=95V
匝数比
n=Vor/(Vo Vf)=3.32 Vf是整流二极管压降
计算出
初级转弯
计算
二次转弯Ns=Np/n=6.32，选择7圈，
个初级转弯调整到
Np=3.32*7=23圈
计算辅助绕组的匝数。输出电压范围按20-27.6伏设计，要求辅助绕组能在20伏下正常供电，因此选择辅助绕组为4匝。
初级电感
Po = 0.5L升* 1 * 1 * F/ηI =温敏*Dmax/(升*F)
代入每个参数，得到L=78uH
初级电流峰值:
初级电流有效值:
二次电流有效值:
根据电流的有效值，可以选择变压器的导线直径，根据电感周围的匝数，调整气息以满足电感的要求，可以得到合适的变压器
下方的黄色字体部分是基于batteryli提到的，对于DCM，变压器的△B值可以适当选择得更大，以减少匝数，减少漏电感和尖峰。因此，变压器按△B=0.2设计
当的开关频率为80K时，最大占空比为0.48，选择全范围DCM，占空比在最低输入电压Vdc时最大，电路工作在BCM状态。根据伏秒平衡，可以得到下面的公式，
。Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
因此将反射电压计算为Vor=95V
匝数比
n=Vor/(Vo Vf)=3.32 Vf是整流二极管压降
计算出
初级转弯
计算次级匝数Ns=Np/n=4.8，选择5匝，
调整为Np=3.32*5=17圈
计算辅助绕组的匝数，输出电压范围按20-27.6伏设计，要求辅助绕组能正常提供20伏输出功率。因此，辅助绕组选择3匝。
初级电感po = 0.5 l * I * I * f/ηI = vin min * dmax/(l * f)
代入每个参数，得到L=78uH
初级电流峰值:
初级电流有效值:
二次电流有效值:
根据电流的有效值，可以选择变压器的导线直径，根据电感周围的匝数，调整气息以满足电感的要求，可以得到合适的变压器
2)CCM变压器设计流程:
在设计CCM变压器时，必须首先确定负载点。在这个州，变压器在BCM工作。如果负载继续增加，它将进入CCM。如果负载降低，它将进入DCM。在正常情况下，我会选择70%的额定负载在最低输入电压作为BCM状态。
在70%负载下，输出功率为P0.7 = 27.6 * 6 * 0.7 = 116W瓦，因此峰值电流为256以上
从此刻起，如果负载电流继续增加，变压器将进入占空比不变的CCM状态。因此，峰峰值电流也是该值，因此δI = 4.94 a
当满载时，输入平均电流为
将IPK设置为峰值电流和
根据△I与Ipk之比确定△Bmax，△Bmax/Bmax=△I/Ipk，得到△Bmax=4.94*0.32/6=0.26T，选择△B为0.18T，计算变压器一次侧
匝
根据伏秒平衡，可得出以下公式，
Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
因此将反射电压计算为Vor=95V
匝数比n=Vor/(Vo Vf)=3.32 Vf =
整流二极管压降次级匝数Ns=18/3.32=5.4，选择6匝，
初级匝数调整至Np=3.32*6=20
计算辅助绕组的匝数。输出电压范围按20-27.6伏设计，要求辅助绕组能在20伏下正常供电，因此选择辅助绕组为4匝。
根据△I=Vdc*Dmax/Lp*F，可获得变压器初级电感值
值
3)QR模式变压器设计流程
最小输入电压103伏，最大占空比Dmax 0.48。根据伏秒平衡
,在最小输入电压的条件下，变压器工作在临界模式(QR模式只是近似的，临界模式不在临界模式，但为了计算方便，临界模式用于近似计算)Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax)，
Vor= Vdc*Dmax/(1-Dmax)
=103*0.48/(1-0.48)
=95V
匝数比n = vor/(vovf)= 95/(27.61)= 3.32
采用0B2203。如果整个范围在QR状态下工作，在相同的负载条件下，工作频率将只跟随256以上。
输入电压变化，频率变化如
替代物Vo=27.6V，Vf=1V，VdcL=115V，n=3.32，VdcH=360V，FsH=2.25FsL。如果低压满负荷工作频率设置为50k，则高压满负荷工作频率设置为2.25 * 50 = 112.5 K
变压器工作在QR模式，当金属氧化物半导体管接通时，变压器的一次侧储存能量，当金属氧化物半导体管断开时，能量完全转移到二次侧。在每个周期中，储存在变压器初级侧的能量为256以上 从变压器
转移到二次侧的总能量等于每个周期转移的能量与频率的乘积，即
初级峰值电流可以通过以下公式为
将Po = 166W瓦，η=0.85，Vdc = 115V伏，Dmax=0.48，F=50K代入上述公式，得到变压器初级电感L=156uH
在最低输入电压条件下，初级峰值电流最大，初级电流峰值为
的初级电流波形为三角形，因此有效值为
二次电流有效值
初级绕组匝数
次级绕组匝数Ns=26/3.32=8匝。如果选择了8圈，初级侧调整到27圈
由于负载为两串铅酸电池，最低充电电压计算为20V，辅助绕组选择为4匝。
MOS电子管
的选择初级峰值电流6.34A，通过1.5倍裕量选择，金属氧化物半导体管电流6.34*1.5=9.5A
的最大输入电压为360伏，反射电压为95伏。考虑到峰值电压为100伏，如果按0.85的裕度选择金氧半管的耐压，金氧半管的耐压不应小于
库存金属氧化物半导体管中，满足电压和电流条件的型号为FQA13N80，因此选择了该型号的金属氧化物半导体管。
输出二极管选择
的变压器比是27: 8。当输入电压最高时，转换到次级侧的电压为
360*8/27=107V
因此，二极管耐受107±27.6 = 135伏的反向电压。考虑到峰值电压为50伏，二极管耐受电压根据0.85和
的容量选择V=(135 50)/0.85=218V
二次峰值电流为6.34*27/8=21A
库存中最近的二极管是STTH3003，耐压为300伏，两个15A二极管并联
