手机网站
手机网站
故事开始
年轻的应用技术人员Neubean想要实验证明，为了获得稳定性，在MOSFET的栅极前面是否需要放置100Ω的电阻。 有30年经验的应用技术人员Gureux监督了他的实验，并提供了专家指导。
高端电流检测简介
图1的电路展示了典型的高端电流检测示例。
图1高边电流检测
负反馈试图强制性地向增益电阻RGAIN施加电压VSENSE。 通过RGAIN的电流流过p沟道MOSFET(PMOS )，进入电阻器ROUT，并且该电阻器形成以地为基准的输出电压。 总增益如下所示
电阻器ROUT上的可选电容器COUT的作用是过滤输出电压。 即使PMOS的漏极电流快速追踪检测出的电流，输出电压也表示单极指数轨迹。
电路图的电阻RGATE将放大器与PMOS栅极分离。 Gureux经验丰富，那个值多少钱？当然是100Ω！ ’你可能会说
尝试多个电阻值
我们发现我们的朋友Neubean也是Gureux的学生，正在认真思考这个门电阻。 Neubean认为，如果栅极和源极之间存在足够的容量，或者栅极电阻足够大，就可能引起稳定性问题。 一旦确定r门和c门相互不良影响，查明100Ω或任何门电阻值都是合理的答案。
图2显示了为了强调电路行为的LTspice模拟实例。 Neubean通过仿真表现出稳定性问题，认为稳定性问题随着RGATE的增大而发生。 结果，来自RGATE和CGATE的极性应该会破坏与开环相关的相位馀量。 但令Neubean吃惊的是，在时域响应中，所有r门值都没有问题。
图2高端电流检测仿真
结果表明，电路并不简单
在研究频率响应时，Neubean意识到开环响应有必要澄清。 当与单位负反馈耦合时，构成环的前向路径以差分开始，结果在负输入侧结束。 Neubean模拟vs/( VP–vs )或VS/VE，并将结果绘制成图表。 图3示出开环响应的频域图。 在图3的波特图中，直流增益小，交叉时未发现相位馀量的问题。 实际上，从整体上看，该图的交叉频率小于0.001Hz，因此非常奇怪。
图3从误差电压到源极电压的频率响应
将电路分解为控制系统的结果如图4所示。 对于大多数电压反馈运算放大器，LTC2063具有高直流增益和单极响应。 该运算放大器放大该误差信号，驱动PMOS栅极，使得信号通过r栅极- c栅极滤波器。 CGATE与PMOS源一起连接到运算放大器的-IN输入。 RGAIN从此节点连接到低阻抗源。 同样在图4中，RGATE-cgate滤波器可能导致稳定性问题，尤其是当RGATE大于RGATE时。 因此，直接影响系统r门电流的c门电压晚于运算放大器的输出变化。
图5是图4高端检测电路的功能框图
为什么RGATE和CGATE不变得不稳定，Neubean说:“因为栅极源极是固定电压，所以RGATE-CGATE电路在这里不重要。 只需按如下方式调整栅极和源极。 这是源跟随者。”
经验丰富的同事Gureux说:“其实，并非如此。 只有在PMOS作为电路内的一个增益模块正常工作的情况下，才会出现这种情况”
受此启发，聂伯思考数学问题。 如果可以直接模拟PMOS源对PMOS栅极的响应，结果会怎样？换句话说，什么是V(VS)/V(VG )？ Neubean写了下面的公式，然后马上去白板
其中
运算放大器的增益为a，运算放大器的极为ωA。
Neubean很快发现了重要的gm。 什么是gm？ 在MOSFET中，看图1的电路，Neubean的心变亮。 如果通过RSENSE的电流为零，则通过PMOS的电流应该为零。 如果电流为0，则gm为0，其中PMOS实际上是关闭的，未使用且无偏压和增益。 由于在gm=0的情况下VS/VE是0、频率是0-Hz、VS/VG是0、频率是0-Hz，所以可以没有增益，并且图3的曲线图可以是有效的。
尝试在LTC2063上发现不稳定的问题
暗示了这一点，Neubean立即尝试使用非零ISENSE进行了一些模拟。
图5示出从VE到VS的响应增益/相位图，其中该曲线看起来不小于0dB且不大于0dB。 图5显示，在约2kHz的情况下，在100Ω时PM较多，在100kΩ时PM较少，在1mω时更少，但不稳定。
图5非零检测电流条件下从误差电压到源极电压的频率响应
Neubean来到实验室，在高端检测电路LTC2063获得检测电流。 他插入高r门值，首先是100kΩ，其次是1mω，想看到不稳定的行为，或者至少发出一些铃声。 很遗憾，他没有看到。 尝试增大MOSFET的漏极电流，增加ISENSE，然后减小RGAIN的电阻值。 其结果是，电路依然没有产生不稳定的问题。
他又回到模拟试图用非零ISENSE测量相位裕度。 即使在模拟条件下也很困难，不能发现不稳定的问题和低相位馀量的问题。
Neubean找到Gureux，问为什么电路不稳定。 Gureux建议他研究具体数字。 由于Neubean已经习惯了Gureux难懂的语言，他研究了RGATE和门总容量形成的实际极点。 在100Ω和250pF下，在极为6.4MHz的100kΩ下，在极为6.4kHz的1mω下，极为640Hz。 LTC2063增益带宽乘积( GBP )是20kHz。 当LTC2063具有增益时，闭环交叉频率可以很容易地减小到r门- c门极性的作用之下。
是的，可能会出现不稳定的问题
在意识到运算放大器的动态范围必须扩展到Rgate-cgate极点的范围之外，Neubean选择了更高增益带宽乘积的运输。 LTC62555V运算放大器可以直接插入电路，增益带宽的乘积也高达6.5MHz。
Neubean热心地用电流、LTC6255、100kΩ栅极电阻和300mA检测电流进行了仿真。
然后，Neubean在模拟中追加了RGATE。 RGATE足够大时，多馀的极可能会使电路不稳定。
图6和图7显示的是高r门值条件下的仿真结果。 检测电流保持300mA时，模拟变得不稳定。
图6带振铃的区域图
图7加上电流( VE至VS )的正常波特图表示相位馀量差的实验结果
实验结果
为了确定在检测到非零电流时是否发生异常行为，Neubean使用不同步骤的负载电流和三个不同的r门值测试了LTC6255。 瞬时开关冲击更多并联负载电阻时，ISENSE从60mA的基数超过高值220mA。 这里没有零ISENSE的测量值。 因为这种情况下MOSFET的增益被证明很低。
事实上，图8最终显示，使用100kΩ和1mω的电阻确保稳定性受到影响。 由于输出电压被严格滤波，栅极电压成为振铃检测器。 振铃指示相位裕度是低还是负值，振铃频率指示交叉频率。
图8RGATE=100Ω，由于电流低，所以是高过渡期
图9RGATE=100Ω，从电流高的瞬间到电流低的瞬间
图10RGATE=100kΩ，从电流低到高过渡期
图11RGATE=100kΩ，电流从高状态向低状态过渡状态
图12RGATE=1MΩ，从电流低到高过渡期
图13RGATE=1MΩ，电流从高状态向低状态过渡状态
头脑风暴时间
Neubean曾见过许多高端集成电流检测电路，但遗憾的是，工程师不能确定栅极电阻。 这是因为这些都集成在器件中。 具体实例包括用于AD8212、LTC6101、LTC6102和LTC6104的高电压和高电流检测器件。 实际上，AD8212采用PNP晶体管而不是PMOSFET。 他对Gureux说:“真的没事。 因为现代设备解决了这个问题。”
正如等待着这一瞬间，教授几乎打断了聂伯的话。 “极低的电源电流和零漂移输入的失调相结合，例如设想远程设置的电池电源装置。 LTC2063和LTC2066可能用作主放大器。 或者用470Ω分流电阻测量低电平的电流，尽可能准确地、尽可能减少噪声，这时可能需要使用ADA4528。 这个装置支持轨道间输入。 在这种情况下，必须与MOSFET的驱动电路打交道。 ’他说
所以……
很明显，如果栅极电阻过大，则高边电流检测电路有可能变得不稳定。 Neubean向乐于助人的Gureux老师讲述了自己的发现。 根据Gureux，实际上，RGATE电路有可能变得不稳定，但是其行为问题的提法没有被首先发现。 需要增益，而在当前电路中，所测量的信号必须不为零。
Gureux说:“确实，极端侵蚀交叉部的相位馀量时，会发出呼吸声。 但是，增加1mω栅极电阻的行为是荒谬的，即使是100kΩ也是疯狂的。 请记住，最好限制运算放大器的输出电流，以防止栅极电容从一个供电轨道流向另一个供电轨道”
Neubean说:“那么，应该使用哪个电阻值？ ’同意了。 Gureux自信地回答说“100Ω”。
